Ensemble amplificateur à tube asymétrique. Amplificateur de puissance à tube asymétrique de haute qualité. Distorsion dans diverses classes d'amplificateurs basse fréquence

L'amplificateur le plus simple sur les transistors peut être un bon guide pour étudier les propriétés des appareils. Les schémas et les conceptions sont assez simples, vous pouvez fabriquer indépendamment l'appareil et vérifier son fonctionnement, mesurer tous les paramètres. Grâce aux transistors à effet de champ modernes, vous pouvez littéralement créer un amplificateur de microphone miniature à partir de seulement trois éléments. Et connectez-le à un ordinateur personnel pour améliorer les paramètres d'enregistrement sonore. Et les interlocuteurs lors des conversations entendront votre discours beaucoup mieux et plus clairement.

Caractéristiques de fréquence

Les amplificateurs de basse fréquence (audio) sont disponibles dans presque tous les appareils électroménagers - centres de musique, téléviseurs, radios, magnétophones radio et même dans Ordinateur personnel... Mais il existe aussi des amplificateurs RF sur transistors, lampes et microcircuits. Leur différence est que l'ULF vous permet d'amplifier le signal uniquement de la fréquence audio, qui est perçue par l'oreille humaine. Les amplificateurs audio à transistors peuvent reproduire des signaux avec des fréquences allant de 20 Hz à 20 000 Hz.

Par conséquent, même l'appareil le plus simple est capable d'amplifier un signal dans cette plage. Et il le fait aussi uniformément que possible. Le gain dépend directement de la fréquence du signal d'entrée. Le graphique de la dépendance de ces valeurs est pratiquement une ligne droite. Si un signal avec une fréquence en dehors de la plage est appliqué à l'entrée de l'amplificateur, la qualité de fonctionnement et l'efficacité de l'appareil diminueront rapidement. Les cascades ULF sont généralement montées sur des transistors fonctionnant dans les gammes de fréquences basses et moyennes.

Classes de fonctionnement des amplificateurs audio

Tous les dispositifs d'amplification sont divisés en plusieurs classes, en fonction du degré de courant traversant la cascade pendant la période de fonctionnement :

Classe "A" - le courant circule sans interruption pendant toute la période de fonctionnement de l'étage amplificateur.
En classe de fonctionnement "B", le courant circule pendant la moitié de la période.
La classe "AB" indique que le courant traverse l'étage d'amplification pendant un temps égal à 50-100 % de la période.
En mode "C", le courant électrique circule moins de la moitié du temps de fonctionnement.
Le mode "D" ULF est utilisé dans la pratique radioamateur assez récemment - un peu plus de 50 ans. Dans la plupart des cas, ces appareils sont mis en œuvre sur la base d'éléments numériques et ont un rendement très élevé - supérieur à 90%.

Distorsion dans diverses classes d'amplificateurs basse fréquence

La zone de travail d'un amplificateur à transistors de classe "A" se caractérise par des distorsions non linéaires assez faibles. Si le signal d'entrée émet des impulsions avec une tension plus élevée, les transistors saturent. Dans le signal de sortie, près de chaque harmonique, des plus hautes commencent à apparaître (jusqu'à 10 ou 11). Cela produit un son métallique unique aux amplificateurs à transistors.

Si l'alimentation est instable, le signal de sortie sera simulé en amplitude proche de la fréquence du secteur. Le son deviendra plus dur sur le côté gauche de la réponse en fréquence. Mais plus la stabilisation de la puissance de l'amplificateur est bonne, plus la conception de l'ensemble de l'appareil devient complexe. Les ULF fonctionnant en classe "A" ont un rendement relativement faible - moins de 20 %. La raison en est que le transistor est constamment allumé et que le courant le traverse constamment.

Pour augmenter (bien que de manière insignifiante) l'efficacité, vous pouvez utiliser des circuits push-pull. Un inconvénient est que les alternances au niveau du signal de sortie deviennent déséquilibrées. Si nous passons de la classe "A" à "AB", les distorsions non linéaires augmenteront de 3 à 4 fois. Mais l'efficacité de l'ensemble du circuit de l'appareil augmentera encore. Les classes ULF "AB" et "B" caractérisent l'augmentation de la distorsion avec une diminution du niveau du signal à l'entrée. Mais même si vous augmentez le volume, cela ne supprimera pas complètement les défauts.

Travailler dans les classes intermédiaires

Chaque classe a plusieurs variétés. Par exemple, il existe une classe d'amplificateurs "A+". Dans celui-ci, les transistors d'entrée (basse tension) fonctionnent en mode "A". Mais la haute tension, installée dans les étages de sortie, fonctionne soit en "B" soit en "AB". De tels amplificateurs sont beaucoup plus économiques que ceux fonctionnant en classe "A". Un nombre sensiblement plus petit de distorsions non linéaires - pas plus de 0,003%. De meilleurs résultats peuvent être obtenus en utilisant des transistors bipolaires. Le principe de fonctionnement des amplificateurs basés sur ces éléments sera discuté ci-dessous.

Mais il y a encore un grand nombre d'harmoniques supérieures dans le signal de sortie, ce qui rend la caractéristique sonore métallique. Il existe également des circuits amplificateurs fonctionnant dans la classe "AA". Ils ont encore moins de distorsion harmonique - jusqu'à 0,0005 %. Mais le principal inconvénient des amplificateurs à transistors est toujours là - un son métallique caractéristique.

Conceptions "alternatives"

Cela ne veut pas dire qu'ils sont alternatifs, seuls certains spécialistes engagés dans la conception et l'assemblage d'amplificateurs pour une reproduction sonore de haute qualité préfèrent de plus en plus les conceptions à tubes. Les avantages des amplificateurs à tubes sont :

Valeur très faible du niveau de distorsion non linéaire dans le signal de sortie.
Il y a moins d'harmoniques plus élevées que dans les conceptions à transistors.

Mais il y a un énorme inconvénient qui l'emporte sur tous les avantages - il est impératif d'installer l'appareil pour l'appariement. Le fait est que l'étage du tube a une résistance très élevée - plusieurs milliers d'ohms. Mais la résistance de l'enroulement du haut-parleur est de 8 ou 4 ohms. Pour les faire correspondre, vous devez installer un transformateur.

Bien sûr, ce n'est pas un très gros inconvénient - il existe également des dispositifs à transistors qui utilisent des transformateurs pour faire correspondre l'étage de sortie et le système de haut-parleurs. Certains experts soutiennent que le schéma le plus efficace est hybride - dans lequel des amplificateurs asymétriques sont utilisés, qui ne sont pas couverts par une rétroaction négative. De plus, toutes ces cascades fonctionnent en mode ULF classe "A". En d'autres termes, un amplificateur de puissance à transistor est utilisé comme suiveur.

De plus, l'efficacité de ces appareils est assez élevée - environ 50%. Mais vous ne devez pas vous concentrer uniquement sur les indicateurs d'efficacité et de puissance - ils ne signifient pas une reproduction sonore de haute qualité par l'amplificateur. La linéarité et la qualité sont beaucoup plus importantes. Par conséquent, vous devez d'abord faire attention à eux et non au pouvoir.

Circuit ULF asymétrique sur un transistor

L'amplificateur à émetteur commun le plus simple fonctionne en classe "A". Le circuit utilise un élément semi-conducteur avec une structure n-p-n. La résistance R3 est installée dans le circuit collecteur, ce qui limite le courant circulant. Le circuit collecteur est connecté au fil d'alimentation positif et le circuit émetteur est connecté au négatif. En cas d'utilisation transistors semi-conducteurs avec structure circuit pnp sera exactement le même, il vous suffit de changer la polarité.

Au moyen du condensateur de blocage C1, il est possible de séparer le signal d'entrée alternatif de la source continue. Dans ce cas, le condensateur n'est pas un obstacle à la circulation du courant alternatif le long du trajet base-émetteur. La résistance interne de la jonction émetteur-base, avec les résistances R1 et R2, est le diviseur le plus simple de la tension d'alimentation. Typiquement, R2 a une résistance de 1-1,5 kΩ - les valeurs les plus typiques pour de tels circuits. Dans ce cas, la tension d'alimentation est divisée exactement en deux. Et si vous alimentez le circuit avec une tension de 20 Volts, vous pouvez voir que la valeur du gain de courant h21 sera de 150. A noter que les amplificateurs HF sur transistors sont réalisés selon des circuits similaires, seulement ils fonctionnent un peu différemment.

Dans ce cas, la tension de l'émetteur est de 9 V et la chute de la section du circuit E-B est de 0,7 V (ce qui est typique des transistors à base de cristaux de silicium). Si nous considérons un amplificateur à base de transistors au germanium, dans ce cas, la chute de tension dans la section "E-B" sera égale à 0,3 V. Le courant dans le circuit collecteur sera égal à celui qui circule dans l'émetteur. Elle peut être calculée en divisant la tension de l'émetteur par la résistance R2 - 9V / 1 kΩ = 9 mA. Pour calculer le courant de base, il faut diviser 9 mA par le gain h21 - 9 mA / 150 = 60 A. Dans les conceptions ULF, des transistors bipolaires sont généralement utilisés. Le principe de son travail diffère de celui du terrain.

Sur la résistance R1, vous pouvez maintenant calculer la valeur de chute - c'est la différence entre les tensions de base et d'alimentation. Dans ce cas, la tension de base peut être trouvée par la formule - la somme des caractéristiques de l'émetteur et de la transition "E-B". Lorsqu'il est alimenté par une source de 20 volts : 20 - 9,7 = 10,3. À partir de là, vous pouvez calculer la valeur de résistance R1 = 10,3 V / 60 A = 172 kΩ. Le circuit contient une capacité C2, nécessaire à la réalisation d'un circuit à travers lequel peut passer la composante alternative du courant d'émetteur.

Si vous n'installez pas le condensateur C2, la composante variable sera très limitée. De ce fait, un tel amplificateur sonore transistorisé aura un gain de courant h21 très faible. Il faut faire attention au fait que dans les calculs ci-dessus, les courants de base et de collecteur ont été supposés égaux. De plus, le courant de base a été pris comme celui qui circule dans le circuit depuis l'émetteur. Il ne se produit que si une tension de polarisation est appliquée à la borne de base du transistor.

Mais il faut garder à l'esprit que le courant de fuite du collecteur traverse absolument toujours le circuit de base, indépendamment de la présence d'un décalage. Dans les circuits avec un émetteur commun, le courant de fuite est amplifié d'au moins 150 fois. Mais généralement, cette valeur n'est prise en compte que lors du calcul des amplificateurs sur des transistors au germanium. Dans le cas de l'utilisation de silicium, dans lequel le courant du circuit "K-B" est très faible, cette valeur est simplement négligée.

Amplificateurs à transistors MIS

L'amplificateur à transistor à effet de champ illustré dans le schéma a de nombreux analogues. Y compris en utilisant des transistors bipolaires. On peut donc considérer comme un exemple similaire la conception d'un amplificateur de son, assemblé selon un circuit d'émetteur commun. La photo montre un circuit réalisé selon un circuit source commun. Des liaisons R-C sont assemblées sur les circuits d'entrée et de sortie afin que l'appareil fonctionne en mode amplificateur de classe "A".

Le courant alternatif de la source de signal est séparé de l'alimentation en tension continue par le condensateur C1. Il est impératif que l'amplificateur à transistors à effet de champ ait un potentiel de grille qui sera inférieur à celui de la source. Dans le schéma illustré, la porte est connectée au fil commun à travers une résistance R1. Sa résistance est très grande - généralement, des résistances de 100 à 1000 kOhm sont utilisées dans les conceptions. Une résistance aussi importante est choisie pour que le signal à l'entrée ne soit pas shunté.

Cette résistance ne laisse quasiment pas passer le courant électrique, de sorte que le potentiel de la grille (en l'absence de signal à l'entrée) est le même que celui de la masse. A la source, le potentiel s'avère plus élevé qu'à la terre, uniquement à cause de la chute de tension aux bornes de la résistance R2. Il est donc clair que le potentiel de la grille est inférieur à celui de la source. A savoir, c'est ce qui est requis pour le fonctionnement normal du transistor. Il convient de noter que C2 et R3 dans ce circuit amplificateur ont le même objectif que dans la conception discutée ci-dessus. Et le signal d'entrée est décalé de 180 degrés par rapport à la sortie.

ULF avec transformateur en sortie

Vous pouvez fabriquer un tel amplificateur de vos propres mains pour Utilisation à la maison... Elle est réalisée selon le schéma opérant en classe « A ». La conception est la même que celles décrites ci-dessus - avec un émetteur commun. Une caractéristique est qu'il est nécessaire d'utiliser un transformateur pour l'appariement. C'est un inconvénient d'un tel amplificateur de son à transistor.

Le circuit collecteur du transistor est chargé par l'enroulement primaire, qui développe un signal de sortie transmis par le secondaire aux haut-parleurs. Un diviseur de tension est monté sur les résistances R1 et R3, ce qui permet de sélectionner le point de fonctionnement du transistor. Cette chaîne fournit une tension de polarisation à la base. Tous les autres composants ont le même but que dans les circuits discutés ci-dessus.

Amplificateur audio push-pull

Cela ne veut pas dire qu'il s'agit d'un simple amplificateur à transistor, puisque son fonctionnement est un peu plus compliqué que celui de l'ancien considéré. Dans les ULF push-pull, le signal d'entrée est divisé en deux demi-ondes, différentes en phase. Et chacune de ces alternances est amplifiée par son propre étage, réalisé sur un transistor. Après l'amplification de chaque demi-onde, les deux signaux sont connectés et envoyés aux haut-parleurs. De telles transformations complexes peuvent provoquer une distorsion du signal, car les propriétés dynamiques et fréquentielles de deux transistors, même du même type, seront différentes.

En conséquence, la qualité sonore à la sortie de l'amplificateur est considérablement réduite. Lors de l'exploitation d'un amplificateur push-pull en classe "A", il est impossible de reproduire un signal complexe de haute qualité. La raison en est que le courant accru circule constamment le long des bras de l'amplificateur, les demi-ondes sont asymétriques et des distorsions de phase se produisent. Le son devient moins intelligible, et lorsqu'il est chauffé, les distorsions du signal augmentent encore plus, en particulier aux fréquences basses et ultra-basses.

ULF sans transformateur

Amplificateur BF sur transistor, réalisé à l'aide d'un transformateur, malgré le fait que la conception puisse avoir de petites dimensions, est encore imparfait. Les transformateurs sont encore lourds et encombrants, il est donc préférable de s'en débarrasser. Un circuit basé sur des éléments semi-conducteurs complémentaires avec différents types conductivité. La majeure partie de l'ULF moderne est réalisée selon de tels schémas et travaille dans la classe "B".

Les deux transistors puissants utilisés dans la conception fonctionnent dans un circuit émetteur suiveur (collecteur commun). Dans ce cas, la tension d'entrée est transférée à la sortie sans perte ni amplification. S'il n'y a pas de signal à l'entrée, les transistors sont sur le point de s'allumer, mais sont toujours éteints. Lorsqu'un signal harmonique est appliqué à l'entrée, l'alternance positive du premier transistor s'ouvre et le second est en mode de coupure à ce moment.

Par conséquent, seules les alternances positives sont capables de traverser la charge. Mais les négatifs ouvrent le deuxième transistor et éteignent complètement le premier. Dans ce cas, seules des alternances négatives sont présentes dans la charge. En conséquence, le signal amplifié en puissance est à la sortie de l'appareil. Un tel circuit amplificateur à transistor est assez efficace et capable de fournir un fonctionnement stable, une reproduction sonore de haute qualité.

Circuit ULF sur un transistor

Après avoir étudié toutes les caractéristiques ci-dessus, vous pouvez assembler un amplificateur de vos propres mains sur un simple élément de base... Le transistor peut être utilisé par le KT315 national ou l'un de ses homologues étrangers - par exemple, VS107. En tant que charge, vous devez utiliser un casque avec une impédance de 2000 à 3000 ohms. Une tension de polarisation doit être appliquée à la base du transistor à travers une résistance de 1 MΩ et un condensateur de découplage de 10 F. Le circuit peut être alimenté par une source avec une tension de 4,5 à 9 volts, un courant de 0,3 à 0,5 A.

Si la résistance R1 n'est pas connectée, alors il n'y aura pas de courant dans la base et le collecteur. Mais lorsqu'elle est connectée, la tension atteint un niveau de 0,7 V et laisse passer un courant d'environ 4 µA. Dans ce cas, le gain de courant sera d'environ 250. À partir de là, vous pouvez effectuer un calcul simple de l'amplificateur sur des transistors et connaître le courant du collecteur - il s'avère être de 1 mA. Après avoir assemblé ce circuit amplificateur à transistor, vous pouvez le vérifier. Connectez la charge à la sortie - casque.

Touchez l'entrée de l'amplificateur avec votre doigt - un bruit caractéristique devrait apparaître. Si ce n'est pas le cas, alors, très probablement, la structure est mal assemblée. Revérifiez toutes les connexions et les valeurs nominales des éléments. Pour rendre la démonstration plus claire, connectez une source sonore à l'entrée ULF - sortie d'un lecteur ou d'un téléphone. Écoutez de la musique et profitez de la qualité sonore.

C'est un développement quelque part à la fin des années 80. Pendant ce temps, il s'est avéré digne et polyvalent : il convient aussi bien aux amateurs son de qualité(composé pour moi) et pour les musiciens qui ont besoin de puissance.

Une courte introduction lyrique. À une époque, l'amplificateur était très populaire, publié dans le magazine "Radio" 72g. J'ai également répété ce schéma. Ses inconvénients sont connus de beaucoup qui l'ont répété : une faible linéarité, une faible stabilité sur l'HF, une stabilité HF insuffisante (d'où un climatiseur correcteur a été introduit dans le circuit), une plage de fréquence étroite, et autre chose dont je ne me souviens pas à présent. Et surtout, le son laissait beaucoup à désirer.

Je ne pouvais pas supporter ça à la maison : mes oreilles n'étaient pas officielles :) La première chose que j'ai commencée avec la modernisation a été de remplacer la transe du week-end. Les modifications apportées à la transe de sortie se sont suggérées - de resserrer la connexion des enroulements de rétroaction (ultralinéaire) avec le reste des enroulements, que de réduire Kg de fréquences plus élevées, et améliorer les caractéristiques de fréquence et de phase de l'étage de sortie. Dans la version que j'ai utilisée dans la nouvelle conception, il était possible d'étendre la plage de fréquences, d'augmenter la stabilité RF et de réduire l'impédance de sortie. Le son s'est nettement amélioré, mais maintenant tous les circuits (un clone du soi-disant "circuit de Williamson") ont commencé à sembler tirés par les oreilles en Hi-Fi - cela a été fait en quelque sorte "sur le front", le maillon faible est resté faible stabilité avec OOS aux fréquences infra-basses, distorsion non linéaire et fréquentielle accrue (surtout en HF).

Une amélioration supplémentaire a entraîné un rejet complet de ce régime. De nombreuses solutions de circuits différentes ont été essayées. Les tentatives pour trouver la meilleure option ont conduit à la solution que je propose. A l'entrée, j'ai utilisé un cascode VN à haute linéarité, puis - une cascade à inversion de phase avec une charge divisée, qui a la plus grande linéarité. Ce faisant, je les ai liés directement pour réduire les déphasages le long du chemin du signal. À la sortie, cependant, l'étage de sortie ultra-linéaire familier est resté avec des modifications mineures (à des fins de facilité de réglage et de stabilité accrue) et, comme déjà mentionné, avec une transe de sortie améliorée. Dans le schéma, j'ai divisé de manière conditionnelle les étages préliminaires, dans lesquels un tas de triodes sont en fait mon savoir-faire ;) et l'étage de sortie, au lieu duquel n'importe quel élément approprié peut être connecté. Avec un amplificateur correctement fabriqué et réglé, les amplitudes maximales sur les grilles de contrôle des lampes de sortie doivent être d'au moins 80V à une charge de 47k. Et cela a permis de faire basculer complètement le 6P45S. Et ce qui est important, pour tous ses mérites, le schéma s'est avéré être encore plus facile que ça d'où j'ai dû partir.

Le résultat est un amplificateur avec un son qui (avec des mesures appropriées) peut prétendre être haut de gamme ;) L'amplificateur est absolument stable, il peut donc être utilisé à la fois avec un OOS profond et sans lui - la linéarité de tous étages offre une faible distorsion et avec OOS en boucle ouverte.

A partir de deux 6P3S, j'ai réussi à obtenir > 150 watts, à partir de deux 6P45S -> 220 ;), et dans la version à courants de grille (surtout pour les musiciens) - 400 watts de puissance crête ! Mais ce schéma est déjà sensiblement différent de celui illustré.

Je ne peux pas donner de paramètres détaillés de l'amplificateur maintenant - je ne l'ai pas mesuré depuis longtemps. Pour ceux qui ont besoin de son et non de paramètres, j'ai donné suffisamment d'informations pour la répétition, et si j'en ai vraiment besoin, je peux (quoique très brouillon) remesurer. Pour un magazine, je le mesurerais probablement. Et là ça ira quand même :o)

Pour la configuration, c'est simple :

collecter un schéma standard de mesure des paramètres ;
désactiver OOS ;
allumez le gain et réchauffez les cathodes;
les résistances R10 et R11 règlent les courants de repos. lampes 30 ... 60mA (0,06 ... 0,12V aux cathodes), mais toujours les mêmes;
sans donner de signal à l'entrée, régler le régulateur R2 sur 105V sur la cathode de l'inverseur de phase ;
appliquer un signal à l'entrée jusqu'à obtenir une tension de 15 volts à la charge (pour une variante 6 ohms) ;
la résistance R9 fixe le minimum de la 2e harmonique en sortie ;
restaurer OOS (facultatif).

Le point 7 peut être ignoré si vous remplacez R8 et R9 par un seul, avec une résistance de 12k (cela peut même ne pas affecter la qualité, surtout avec OOS).

Pour alimenter l'amplificateur, des tensions supplémentaires étaient nécessaires : 410V (10mA/canal) et 68V stabilisé (b/t). Le diagramme montre l'idin des options pour les obtenir parmi celles disponibles. Ici, vous pouvez le faire de différentes manières. Par exemple, j'ai une source de talons. + 220V pour alimenter le préamplificateur, j'ai donc eu +68 avec un diviseur.

À un moment donné, le stratagème était entouré de secrets commerciaux :). Maintenant, s'il vous plaît - laissez quiconque veut essayer. Je répète que la liaison UN-FI est universelle et peut être utilisée pour piloter différents étages de sortie PP (triode, pentode, classe A, AB). Pour chaque cas particulier, vous devrez peut-être recalculer certains éléments, ce qui est très simple. En cela, je peux aider ceux qui en ont besoin.

P.S : Les amplificateurs Surf se prêtent bien à une telle modification - la qualité est sensiblement améliorée.

Liste des radioéléments

La désignation	Un type	Dénomination	Quantité	Noter	Mon cahier
	Lampe radio	6N1P	2		Dans le bloc-notes
	Lampe radio	6P45S	2		Dans le bloc-notes
C1, C5, C6	Condensateur	1 uF	3		Dans le bloc-notes
C2	Condensateur électrolytique	47 µF	1		Dans le bloc-notes
C3	Condensateur	0,1 µF	1		Dans le bloc-notes
C4	Condensateur	0,047 µF	1		Dans le bloc-notes
R1	Résistance	220 kΩ	1	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R2, R9	Résistance de coupe.	4,7 kOhms	2		Dans le bloc-notes
R3	Résistance	100 ohms	1	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R3	Résistance	100 kΩ	1	2 watts Par erreur dans le circuit, les deux résistances sont appelées R3	Dans le bloc-notes
R4	Résistance	2 MOhms	1	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R6	Résistance	1 MOhm	1	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R7	Résistance	12 kΩ	1	2 watts	Dans le bloc-notes
R8	Résistance	10 kΩ	1	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R10, R11	Résistance de coupe	22 kΩ	2		Dans le bloc-notes
R12, R13	Résistance	47 kOhms	2	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R14, R15	Résistance	1 kΩ	2	0,5 watt	Dans le bloc-notes
R16, R17	Résistance	22 kΩ	2	1 watt	Dans le bloc-notes
R18, R19	Résistance	2 ohms	2	2 watts	Dans le bloc-notes
R20	Résistance	2,7 kOhms	1	1 watt	Dans le bloc-notes
R21, R22	Résistance	68 ohms	2	2 watts	Dans le bloc-notes
	Distributeur		1

, Briansk

v-puzanov (chien) *****

Amplificateur à extrémité unique de haute qualité pour la maison

allumer les lampes 6S19P et 6P31S.

Nous attirons votre attention sur un autre article concernant les amplificateurs de puissance asymétriques (trois options). Comme vous l'avez déjà compris d'après le titre de l'article, les amplificateurs sont conçus pour écouter de la musique à la maison. Malgré la simplicité des circuits, ils offrent un très bon confort

et un son de haute qualité pratiquement incolore dans les petites pièces (jusqu'à 25-30 mètres carrés). La sensibilité des amplificateurs est de 0,8 à 1,7 volts (selon les spécimens spécifiques des lampes utilisées), ce qui leur permet d'utiliser la sortie linéaire d'un lecteur CD comme source de signal sans préamplificateur. Dans ce cas, la puissance de sortie (selon les lampes utilisées dans l'étage de sortie) sera de 2,5 W (pour une lampe 6S19P) à 4,0 W (pour une lampe 6P31S).

De plus, toutes les variantes utilisent la même source d'alimentation et les mêmes produits de bobines (transformateurs et selfs), ce qui facilite la sélection et la mise en œuvre pratique de l'option que vous préférez.

Je dois noter que la simplicité des schémas paraît, et j'essaierai, au fur et à mesure que je l'explique, de lever tous les « écueils » qui peuvent survenir lors de la répétition de ces constructions et d'expliquer les particularités de leur travail.

La triode 6S19P a été choisie comme lampe de l'étage final, les deux premières options. La lampe ACX est illustrée ci-dessous.

Malgré "l'origine stabilisatrice" - la lampe fonctionne assez bien dans les circuits sonores, en raison de la linéarité élevée des caractéristiques courant-tension (VAC), d'une faible distorsion et d'une haute puissance dissipation de l'anode (11W). De plus, la lampe est sonore neutre, c'est-à-dire qu'elle n'ajoute aucune couleur propre au signal musical d'origine, ce qui est très important pour une reproduction sonore fiable.

Les avantages peuvent également être attribués à la tension de fonctionnement relativement faible de la source d'anode, qui permet l'utilisation de condensateurs électrolytiques conçus pour une tension de 250 volts dans le bloc d'alimentation (ce qui est relativement petit en taille et en coût), et un petit courant de chauffage (1 ampère).

Un avantage important de la lampe est également sa faible résistance interne, qui permet l'utilisation de transformateurs de sortie avec une résistance primaire relativement faible au courant alternatif (Ra). De plus, la faible impédance interne améliore considérablement la transmission du son dans la gamme des basses fréquences.

La capacité d'entrée totale de la lampe 6S19P est également faible, ce qui facilite le choix d'une lampe pilote (nous en reparlerons plus en détail un peu plus tard).

Je vous explique tout de suite que cette capacité est composée de plusieurs termes :

1) Le produit de la capacité traversante (8 pF) par le gain dynamique (environ 2) plus 1, sinon la capacité de Miller.

2) Capacité d'entrée de la lampe (6,5 pF)

3) Capacité de montage (8-10 pF)

Ainsi, nous avons 8 * (2 + 1) +6,5+ (8 ... 10) = 38,5 ... 40,5 pF

Pour la commodité des calculs ultérieurs, nous le prendrons égal à 40 pF.

L'inconvénient de la lampe est une tension d'oscillation suffisamment élevée, mais ce problème peut être résolu si une triode à gain élevé ou une pentode dans une connexion standard ou triode est utilisée comme lampe pilote.

En tant que lampe de pré-stage (driver), je vous suggère d'essayer une triode ou une pentode. Le son de ces scènes (et, par conséquent, des amplificateurs) sera différent et vous pourrez choisir l'option qui correspond le mieux à vos préférences musicales.

Dans la première version, la triode 6S4P est sélectionnée comme pilote.

Son gain dynamique dans ce circuit est de 35-36 (selon l'instance). De plus, la lampe se caractérise par une pente élevée, un faible bruit et une faible résistance interne, ce qui est important pour une reproduction sonore de haute qualité. À propos du bruit et de la faible résistance interne, je pense, tout est clair sans explication, mais à propos de la pente, je me permettrai de dire quelques mots.

Le fait est que plus la pente du tube est élevée, plus l'impédance de sortie de l'étage monté dessus est constante, et cela, comme vous le comprenez, contribue à une transmission sonore plus uniforme de toute la gamme de fréquences.

Les inconvénients des lampes (comme sans elles) à forte pente sont considérés comme la présence d'un effet de microphone, ainsi que l'apparition précoce (à partir de -1,1 volts) de courants de grille. Cependant, dans la pratique, ces deux inconvénients ne sont pas si importants.

D'assez un grand nombre lampes (plus de 30 pièces), je n'ai pas pu en trouver au moins une avec un effet de microphone notable. Mes amis ont eu les mêmes résultats. Mais, au cas où, j'ai mis les panneaux de lampes sur les amortisseurs, en utilisant pour cela un tuyau en silicone d'un correcteur de dépression pour une voiture de tourisme. J'espère que chacun d'entre vous pourra facilement trouver sa propre voie, en fonction de sa propre expérience et de la disponibilité de divers matériaux.

Dmitry Andronnikov (l'auteur de l'amplificateur RB300X publié dans A., ainsi que de nombreux autres modèles) a très bien parlé du deuxième inconvénient dans sa correspondance personnelle.

Chers collègues ! Dans un amplificateur basé sur RB300X (GM5B), la polarisation de l'étage d'entrée (il est assemblé, juste sur la lampe 6S4P) dans les conditions réelles était de l'ordre de -1,5 ...- 2,0 V. le courant thermique n'apparaît qu'à des tensions plus élevées - 0,4.B, et même alors, sa valeur est très petite et avec la résistance de la source de signal inférieure à 10 kOhm (il s'agit d'un contrôle de volume de 50 kOhm dans la moyenne, le pire, à partir de ce point de vue, position), les distorsions causées par celui-ci à l'amplitude du signal d'entrée 1,5 V (offset -1,7 V) ne dépassent pas -70 dB, et, de plus, principalement dans les harmoniques paires et avec une diminution rapide du nombre.

J'espère que les commentaires sont superflus, cependant, par mesure de sécurité, j'ai choisi un pilote offset de 2,1 volts. À propos, vous ne devez pas choisir un décalage supérieur à 2,4 volts, car des distorsions importantes apparaîtront en raison de la caractéristique du ventilateur de la lampe.

Dans la deuxième version, après de nombreuses expérimentations et écoutes, j'ai choisi la pentode 6Ж8 comme driver.

La lampe ne manque pas et, de mon point de vue, est capable de fournir une excellente qualité sonore. L'utilisation d'une pentode a permis d'abandonner complètement le condensateur électrolytique, qui contourne la résistance cathodique, ce qui a un effet néfaste sur le son. Malgré cela, l'étage conducteur a un gain de l'ordre de 40-45, selon les lampes spécifiques. Si vous avez besoin d'encore plus de gain, vous pouvez augmenter la valeur de la résistance d'anode, jusqu'à 100 kOhm, en recalculant en conséquence les modes en cascade.

La lampe 6Zh8 fonctionne en mode courant (courant de repos d'environ 7,0 mA) dans un allumage pentode standard. Malgré le fait que le courant anodique soit environ deux fois dépassé, la puissance totale de dissipation est d'environ 1 W, ce qui est nettement inférieur à la puissance maximale (2,8 W), et une telle mise en marche n'a pas d'effet négatif sur la lampe.

La cascade a un son clair et propre avec d'excellents détails et dynamiques. Les affirmations de certains sceptiques selon lesquelles la pentode ne peut pas bien sonner, à mon avis, sont sans fondement. Essayez-le, c'est peut-être votre son.

Passons au schéma. En figue. 1 montre le principal circuit électrique un canal d'un ampli avec un driver sur une lampe 6S4P et une alim pour deux canaux.

Malgré le fait que le calcul de l'étage du tube se trouve dans diverses littératures et sur Internet, les débutants se posent de nombreuses questions liées à ce calcul. Par conséquent, j'ai trouvé qu'il était possible de donner un calcul simple de l'étage du tube sur la triode 6S19P. En utilisant ce calcul comme exemple, vous pouvez facilement calculer vous-même la cascade sur n'importe quelle lampe. La différence entre le calcul du conducteur et l'étape finale est seulement que, en tant que charge d'anode, dans le premier cas, il y aura une résistance (j'ai 8,1 kOhm), et dans le second - la résistance de l'enroulement primaire du transformateur de sortie au courant alternatif Ra.

Je choisis le transformateur de sortie avec Ra = 2,4 kOhm / 8 Ohm (ci-dessous vous comprendrez pourquoi 2,4 kOhm). Pour le calcul, nous utilisons la famille des ASX (caractéristiques amplitude-grille) pour la lampe 6S19P. Ils peuvent être « téléchargés » à partir de divers sites ou extraits d'un ouvrage de référence. Puisque nous utiliserons des données obtenues par diverses constructions dans nos calculs, essayez de garder les dessins ACX suffisamment grands (ce sera plus précis).

Dans la figure suivante, vous pouvez clairement voir un exemple de construction d'une ligne de charge proposé par un concepteur de Perm. Ses données sont légèrement différentes des miennes, mais en pratique ces différences ne seront pas significatives.

Tout d'abord, nous construisons une ligne de charge auxiliaire (elle n'est pas représentée sur la figure). Connaissant la résistance de l'enroulement primaire du transformateur de sortie au courant alternatif (dans mon cas, 2400 Ohm) et un courant choisi arbitrairement, afin qu'il soit plus pratique à lire (par exemple, 0,1A), on trouve la tension correspondante selon à la loi d'Ohm. Dans mon cas, 240 volts. Nous connectons les points 0,1A et 240V avec une ligne droite - c'est la ligne de charge auxiliaire. La ligne de charge réelle sera toujours parallèle à la ligne auxiliaire.

Lors du choix du point de fonctionnement de l'étage, notre tâche principale est d'en tirer la puissance de sortie la plus élevée possible avec un minimum de distorsion.

Tout n'est pas si simple ici. Le fait est que même les harmoniques pour nos oreilles sont consonnes (euphoniques), et les impairs, exactement le contraire, sont dissonants. Par conséquent, il est bien préférable d'avoir (en termes de son), par exemple, 6 % de la deuxième harmonique à 0,5 % de la troisième, que 3 % de la deuxième et 2 % de la troisième. Ce fait doit toujours être pris en compte lors de la construction d'une ligne de charge réelle pour votre cascade.

Pour chaque lampe spécifique, s'il n'y a pas d'expérience, vous devrez construire une ligne de charge dynamique plusieurs fois (et, bien sûr, faire un calcul), en changeant Ra (c'est-à-dire la pente de la ligne) et en choisissant un décalage , jusqu'à ce que les valeurs de puissance calculées et la distorsion (en particulier la troisième harmonique) ne soient pas optimales.

En général, la puissance de sortie maximale est atteinte dans la condition Ra = 2Ri, où Ra est la résistance alternative de l'enroulement primaire du transformateur de sortie et Ri est la résistance interne de la lampe. Malheureusement, dans ce cas, les distorsions non linéaires sont trop importantes. Par conséquent, la résistance de l'enroulement primaire du transformateur Ra est choisie entre 3-5Ri (parfois jusqu'à 7-10Ri), comme compromis entre la valeur de la distorsion harmonique et la puissance de sortie. Mais il faut tenir compte du fait que la puissance de la cascade décroît linéairement, et le coefficient de distorsion non linéaire (THD) exponentiellement, avec toutes les conséquences qui en découlent, il existe donc une notion de suffisance raisonnable. De plus, une augmentation excessive de la charge anodique réduit la dynamique de la cascade.

Ainsi, le point de travail a des coordonnées Iаo = 0,065А le long de l'axe Y et Uao = 171В le long de l'axe X. Tracez une ligne de charge dynamique passant par ce point, strictement parallèle à la ligne de charge auxiliaire. J'ai choisi le décalage 56 volts, et sur le dessin d'un collègue de Perm, il s'est avéré être 52 volts. C'est naturel, puisque nous avons utilisé des ASX provenant de différentes sources.

Lorsque la ligne de charge croise les courbes Ucm = 0 et Ucm = 2U®

on obtient les coordonnées suivantes

Iа max = 0,115A; Ia min = 0,027A ; Uà min = 56V

La puissance de sortie, en tenant compte de toutes les composantes harmoniques, est calculée par la formule

0,9 (Uao-Uamine) (Imax-Iao)

Moue = - = 2,58W

Maintenant, nous déterminons la distorsion harmonique totale, en tenant compte de toutes les composantes harmoniques.

On retrouve sur le graphique les points d'intersection de la ligne de charge dynamique avec les courbes du maillage à Uc = 1 / 2Uo (c'est la courbe de déplacement -28V) et à Uc = 1.5Uo (c'est la courbe 84V) - on obtient 2 plus de points. Nous écrivons les résultats.

I1 (à -28V) = 0,086A

I2 (à -84V) = 0,042A

Les composantes harmoniques du courant anodique (les deuxième et troisième harmoniques sont d'intérêt pratique) sont calculées par les formules

I1m = Imax + Imin + I1-I2 / 3 = 0,062

I2m = Imax + Imin-2Io / 4 = 0,003

I3m = Imax-Imin-2 (I1-I2) / 6 = 0

Nous calculons les coefficients correspondants des deuxième et troisième harmoniques.

Kg2 = (I2m / I1m) 100 % = 4,84 %

Kg3 = (I3m / I1m) 100% = 0%

J'espère qu'après le calcul ci-dessus, ce dont je parlais ci-dessus est devenu clair pour vous. Le coefficient de troisième harmonique, à Ra = 2400 Ohm, selon le calcul s'est avéré être égal à 0%, ce que nous recherchions.

Bien sûr, vous pouvez affirmer que les vraies lampes peuvent différer les unes des autres et que le coefficient de troisième harmonique sera supérieur à 0%. Oui, vous ne pouvez pas contester cela, mais je n'ai absolument aucun doute que ce sera toujours petit.

Il est maintenant temps de déterminer le coefficient Alpha pour cet amplificateur.

C'est une valeur très importante, qui est étroitement liée à l'amortissement de l'acoustique (plus de détails ci-dessous).

Le coefficient Alpha est le rapport de la résistance de l'enroulement primaire du transformateur de sortie Ra (j'ai 2400 ohms) à la résistance interne de la lampe de sortie strictement au point de fonctionnement.

Nous le trouvons. Pour ce faire, on continue avec un crayon la courbe de la grille caractéristique de -56 volts jusqu'à obtenir des points à l'intersection de cette courbe et lignes horizontales limiter la plage de travail "haut" et "bas". A partir de ces points on abaisse les perpendiculaires à l'axe des abscisses.

Le point haut correspond à 185V

Le point le plus bas correspond à 146V

Courant max = 0,115A

Courant mini = 0,027A

La différence entre ces tensions et courants vous permettra de déterminer la résistance interne au point de fonctionnement.

Ri esclave. point = 185-146 / 0,115-0,027 = 443 Ohm

Alpha = Ra / Ri esclave. indiquer

C'est maintenant au tour d'expliquer pourquoi la sortie de l'enroulement secondaire, conçue pour connecter une charge de 4 ohms (non représentée sur le schéma), peut être utile.

Le fait est qu'en connectant l'acoustique avec une impédance de 8 ohms à la sortie du transformateur de sortie, conçu pour connecter l'acoustique, avec une impédance de 4 ohms, vous augmentez ainsi Ra exactement deux fois. C'est-à-dire que le tube de sortie "voit" Ra, qui n'est plus de 2400 ohms, mais de 4800 ohms.

Naturellement, l'alpha de l'amplificateur et le facteur d'amortissement sont également doublés. De cette façon, vous pouvez choisir l'option sonore qui convient le mieux à vos enceintes et à votre pièce d'écoute. Il est clair que la puissance de sortie de l'amplificateur, avec l'augmentation de l'alpha, diminue, cependant, en raison du coefficient d'amortissement accru, les changements ne sont pas très perceptibles à l'oreille.

Si vous le souhaitez, vous pouvez mesurer l'impédance de sortie réelle de l'amplificateur.

Pour ce faire, au milieu de la plage sonore (par exemple, 400-500 Hz) et à une puissance de 5-20% du maximum, mesurez la tension alternative sans charge et avec charge. La formule est la suivante.

Uhol. course-U sous charge / U sous charge = Rout / Rload.

Si vous préférez le calcul théorique, vous pouvez simplifier le calcul de l'impédance de sortie comme suit (le calcul ne prend pas en compte la résistance des enroulements du transformateur de sortie).

Le transformateur de sortie a Ra = 2400 Ohm, résistance de charge Rн = 8 Ohm. Ainsi, nous avons un certain coefficient déterminé par le rapport Ra / Rн = 2400/8 = 300.

Si nous divisons maintenant la résistance de la lampe au point de fonctionnement (443 ohms) par ce facteur, nous obtenons la résistance de sortie.

Déroutement = 443/300 = 1,48 Ohm. Pour un amplificateur à tube, contrairement à un transistor qui a une très faible résistance de sortie, cette valeur est considérée comme tout à fait normale. Typiquement, sa valeur est comprise entre 1 et 3 ohms.

Si vous avez la valeur du rapport de transformation, vous pouvez obtenir la valeur souhaitée de la résistance de sortie en divisant la résistance au point de fonctionnement par le carré de ce rapport. C'est une autre façon simplifiée.

En divisant la valeur de résistance de charge (8 ohms) par la résistance de sortie (1,48 ohms), nous obtenons le facteur d'amortissement, que j'ai mentionné ci-dessus.

Kd = Rn / Rout = 8 / 1,48 = 5,41

C'est beaucoup ou un peu ? Permettez-moi de citer une citation d'un vieil article (années 50 du siècle dernier) "Exagérations et amplificateurs" de Williamson et Volcker : et négatif. Cependant, il est à noter que la valeur optimale de l'impédance de sortie dépend de l'enceinte utilisée et, surtout, de son conception acoustique... Il s'ensuit que la doctrine du « plus le coefficient d'amortissement est élevé, mieux c'est » n'offre pas toujours la meilleure qualité sonore. »

Vous pouvez le mettre différemment. En raison des temps de freinage différents du diffuseur du haut-parleur, en fonction de l'impédance de sortie de l'amplificateur, nous obtenons un son différent.

La résistance cathodique de la lampe 6S19P est calculée par la formule Rcat = Uo / Io = 56 / 0,065 = 861,5 Ohm (860 Ohm dans le schéma)

C'est peut-être tout le calcul de la cascade terminale. Si vous avez tout lu attentivement, alors le calcul de la cascade sur n'importe quelle autre lampe ne vous semblera pas difficile, il est seulement important d'avoir de bons graphiques ACX et un peu de patience.

Commençons maintenant à examiner les caractéristiques du circuit.

Tout d'abord, il faut noter la très grande capacité totale des condensateurs du filtre de la source anodique (19100 µF). Le fait est que "l'alimentation en énergie" d'une telle source permet de reproduire sans problème des signaux impulsionnels très forts sans chute de la tension anodique.

De plus, la fréquence de résonance de l'alimentation (F = 1/2P, où L est l'inductance de la self d'alimentation en Henry, C est la capacité du filtre en Farads) avec de telles capacités, s'avère assez faible. On pense que pour un équilibre tonal correct dans les basses, il devrait être au moins 5 fois, ou mieux, 10 fois inférieur à la fréquence de fonctionnement la plus basse du transformateur de sortie. Dans mon cas, la fréquence de résonance de l'alimentation est d'environ 0,5 Hz et la fréquence inférieure du transformateur de sortie est de 5 Hz. C'est-à-dire que la condition est remplie. Et, ce qui est également important, avec de telles capacités, le niveau de fond est minime (pratiquement difficile à déterminer).

Le célèbre concepteur d'appareils à tubes - (l'auteur des amplificateurs "Maestro Grosso", "Triumvirate" et bien d'autres) a proposé une formule simple pour calculer les capacités de la source anodique.

Pour chaque étage, la capacité minimale des filtres sources anodiques est calculée comme suit.

Si la valeur du courant est prise en milliampères et la tension en volts, alors la valeur de la capacité sera déterminée en milliers de microfarads. Dans mon circuit, le courant I est la somme des courants des étages terminaux et conducteurs (puisqu'il n'y a pas de résistance de découplage d'anode pour l'alimentation).

Obligatoire = 50 * Io / Epit. Io est le courant de repos de l'étage, Epit est la tension d'alimentation de l'étage.

La signification physique de ceci est d'assurer la chute du plateau d'une impulsion rectangulaire d'une durée d'une (1) seconde ne dépassant pas 2%.

Je tiens à dire que différentes sources indiquent un coefficient différent (de 1 à 50), donc celui à utiliser est une question de goût. En augmentant la capacité de la source anodique, on réduit la distorsion de phase aux basses fréquences, mais dans quelle mesure, telle est la question. Par conséquent, la capacité réelle de la source d'anode dans ce circuit peut varier sur une large plage (de 200,0 F à 20 000,0 F). Naturellement, lorsque vous le changez, le caractère du son de l'amplificateur changera, le fond sera plus profond et plus lourd avec une capacité croissante. Mais si votre Systèmes acoustiques incapable de reproduire des fréquences suffisamment basses (inférieures à 40 Hz), il est logique de ne pas se laisser emporter par une augmentation excessive des capacités de la source anodique, en respectant le principe de suffisance raisonnable. En général, écoutez et analysez.

D'ailleurs, l'absence de résistance de découplage anodique dans l'alimentation a permis de se débarrasser du circuit déphaseur "supplémentaire", qui aurait été formé par cette résistance et la capacité anodique de l'étage pilote.

C'est une autre des caractéristiques de cette conception.

La caractéristique suivante peut être appelée un abaissement progressif (au moins deux fois) des fréquences de coupure des cascades de la sortie à l'entrée, de plus, pour réduire les distorsions de phase aux basses fréquences, la fréquence de coupure de l'étage de fréquence la plus basse (pilote) est sélectionné aux alentours de 0,04 Hz (pour la triode 6S4P) ...

Absurde, beaucoup penseront. En effet, sur des enregistrements réels, il n'y a pratiquement pas de signaux avec des fréquences inférieures à 20 Hz. Oui, celui-ci l'est. Mais, comme l'ont montré des expériences pratiques (celles de mes amis et de moi), nos oreilles entendent parfaitement la différence de son, et plus la fréquence de coupure est basse, meilleur est le son.

Dans mon cas, les fréquences de coupure des cascades sont choisies de la manière suivante.

1) Transformateur de sortie - 5 Hz.

2) L'étage de sortie de la lampe 6S19P est de 1 Hz.

3) Chaîne de séparation - 0,4 Hz.

4) Cascade préliminaire sur une lampe 6S4P - 0,04 Hz.

Quelle est la valeur approximative de la fréquence de coupure de la fréquence la plus basse (étage du pilote) sur laquelle vous concentrer ?

Le meilleur son est obtenu lorsque les constantes de temps des circuits d'anode et de cathode (Tau) sont égales, définies comme le produit des capacités et de la résistance correspondantes. En d'autres termes, la condition doit être remplie

Ca * (Ra + Ri) = Ck * Rk, où Ca est la capacité de la source anodique de la cascade, Ra est la résistance de charge de l'anode, Ri est la résistance interne de la lampe au point de fonctionnement, Ck est la capacité en la cathode de la lampe, Rk est la valeur de la résistance de polarisation automatique.

Dans mon cas, la valeur de la résistance, qui détermine la constante de temps du circuit anodique, est calculée un peu plus difficilement. Le fait est qu'en raison de l'absence d'une résistance de découplage d'anode, la constante de temps du circuit d'anode est commune à la fois aux étages de commande et aux étages terminaux. Par conséquent, la valeur de cette résistance est définie comme la résistance totale de deux circuits parallèles, dont l'un est la chaîne série Ri de la lampe 6S4P (3,2 kOhm) et la résistance de charge d'anode (8,1 kOhm), et l'autre est la série chaîne Ri de la lampe 6S19P (443 Ohm) et résistance de l'enroulement primaire du transformateur de sortie (2400 Ohm).

Autrement dit, 1 / Rtot. = 1/11300 Ohm + 1/2843 Ohm. D'où Rtot. = 2273 Ohm.

En multipliant la valeur de cette résistance par la capacité de la batterie anodique, on obtient la constante de temps du circuit anodique. D'après le calcul, nous obtenons 43 secondes.

Maintenant, connaissant cette valeur, nous calculons la capacité requise dans la cathode de la lampe pilote. Pour ce 43sec / 192 Ohm = 0,223958 F = 223958 F. Le diagramme montre la capacité de 180 000 microfarads. Le fait est que cette capacité est approximative et dépend, comme vous le comprenez, de la valeur de la résistance cathodique sélectionnée lors du réglage, en fonction des lampes spécifiques. La valeur de cette résistance, pour une polarisation de 2,1 volts, peut aller de 180 ohms à 250 ohms. En d'autres termes, si vous jugez nécessaire d'utiliser une résistance d'une résistance de 250 Ohm, la capacité requise sera déjà de 43/250 = 0,172F = 172000 microfarads.

La caractéristique suivante est l'utilisation d'un contrôle de volume suffisamment "basse impédance". Si vous regardez divers circuits à tubes, en particulier du siècle dernier, vous verrez que la valeur de cette résistance est généralement légèrement plus élevée (22 kΩ - 1 mΩ).

Le fait est que les sources de signaux modernes ont généralement une impédance de sortie très faible (par exemple, mon lecteur CD Rotel RCD 02S a une impédance de sortie de 100 ohms). La résistance d'entrée de l'étage suivant doit être 10 fois supérieure (afin qu'il n'y ait pas de chute de la tension du signal d'entrée). Ainsi, dans mon cas, il serait possible d'utiliser une résistance variable de 1 kΩ. Si vous regardez l'amplitude du courant du circuit d'entrée, vous remarquerez facilement qu'avec une résistance variable, par exemple, 47 kOhm, le courant dans le circuit d'entrée sera de 2,1/47000 = 0,000044 A (2,1 volts est le décalage en cascade) , et avec une résistance variable de 2,2 kOhm, le même courant sera déjà de 2,1 / 2200 = 0,00095A, soit 21,5 fois plus. Pourquoi devrions-nous délibérément affaiblir la puissance spécifique du signal de 21,5 fois ? De toute évidence, il est plus facile pour la lampe de pré-scène de fonctionner avec un signal "plus grand", par conséquent, toutes les nuances calmes de l'enregistrement de fragments musicaux seront plus discernables. Si votre source de signal a une impédance de sortie suffisamment faible, le remplacement d'un seul contrôle de volume peut permettre une amélioration impressionnante de la qualité de lecture. Vérifiez-le et voyez par vous-même.

Malgré ce fait, je tiens à vous avertir. Ne vous laissez pas emporter en diminuant excessivement la valeur de cette résistance. L'amélioration du son se produira jusqu'à une certaine limite, puis elle se détériorera à nouveau. Pour différentes lampes, sa valeur (de résistance) sera différente, il est donc préférable de commencer par une valeur plus élevée, en réduisant progressivement sa valeur à la valeur optimale. En plus de votre propre audition, peu de personnes vous aideront dans cette affaire.

Une autre caractéristique de la pré-étage est l'absence de résistance de fuite dans la grille. lampe d'entrée... J'ai délibérément écarté cet élément supplémentaire pour plusieurs raisons.

Premièrement, la résistance variable bobinée de type PPB, que j'ai utilisée, a une conception ouverte et le curseur coulissant glisse très étroitement sur le secteur. De plus, le point de contact est suffisamment large, c'est-à-dire que l'appui se fait toujours sur plusieurs tours (3 ou 4), donc le contact n'est jamais interrompu.

Deuxièmement, je tourne à peine le bouton de volume (très rarement). Mettez-le une fois et c'est tout. C'est-à-dire s'il y a une question sur l'usure du secteur.

Troisièmement, un élément supplémentaire dans le chemin du son est supprimé.

Mais, je tiens à vous prévenir. Si vous répétez la conception en utilisant une autre résistance variable à l'entrée (par exemple, du type SP-1), mettez une résistance de 200 à 300 kΩ à la terre à partir de la grille de contrôle, protégeant ainsi la lampe. Le fait est que pour ces types de résistances variables, le contact du moteur avec la plaque fixe n'est pas très bon.

En figue. 2 montre un schéma d'un amplificateur, où une pentode 6Zh8 est utilisée comme pilote au lieu d'une triode 6S4P.

La cascade a un certain nombre de caractéristiques qui méritent d'être discutées séparément.

Le premier d'entre eux, comme je l'ai déjà dit, est l'absence de condensateur shuntant la résistance cathodique, ce qui nuit au son. Il est clair que dans ce cas, un larsen se produit, le gain diminue, l'impédance de sortie de l'étage augmente, etc., etc. Tout est ainsi, mais, de mon point de vue, l'influence pratique de ces facteurs sur le son devient bien moins que l'effet d'un condensateur même s'il est de bonne qualité. Pour ceux qui aiment changer quelque chose, je peux recommander un interrupteur à bascule, avec lequel le condensateur peut être rapidement connecté ou déconnecté.

La deuxième caractéristique n'est pas l'inclusion tout à fait traditionnelle du condensateur écran-grille. En plus d'augmenter légèrement le gain, cette inclusion, à mon avis, améliore le son. Il est très facile de vérifier cela. Il suffit de connecter le condensateur à la cathode de la lampe (comme dans mon schéma) ou au fil commun. Vous entendrez certainement la différence.

Quelques mots sur le condensateur de grille d'écran C1 lui-même. Alternativement, vous pouvez utiliser un électrolyte d'une capacité de 20 à 100 microfarads. Ne faites pas particulièrement attention à la taille de cette capacité, elle est généralement choisie avec une grande marge. Par exemple, la fréquence de coupure du circuit (R4, C1) lors de l'utilisation d'un condensateur d'une capacité de 100,0 microfarads sera de 0,02 Hz. Ce choix est conseillé tout en économisant de l'espace à l'intérieur du boîtier de l'amplificateur, car le condensateur électrolytique est petit.

Si les dimensions de l'amplificateur le permettent, il est alors préférable d'utiliser un condensateur en film ou en papier d'une capacité de 10 microfarads pour une tension de 100 V.

Le fait est que le condensateur de grille d'écran affecte la qualité de la reproduction de la plage basse fréquence. Les basses deviennent plus "collectées", un certain boom et flou, inhérents au son des électrolytes, disparaissent. Pour cette raison, comme vous le comprenez, la plage de fréquences moyennes-hautes devient plus "lisible", en général, il y a quelques avantages.

Alternativement, vous pouvez utiliser des condensateurs domestiques K73-11

ou leur homologues importés Série CL20 conçue pour la tension de fonctionnement respective. Ils sont de taille relativement petite avec une capacité importante. Et il est préférable, s'il y a une telle opportunité, d'utiliser des condensateurs au propylène en feuille d'entreprises bien connues, malgré leur coût décent.

Beaucoup de controverses parmi les concepteurs d'amplificateurs à tubes surgissent lorsqu'ils discutent de l'organisation de l'alimentation électrique de la grille d'écran de la pentode. Certains utilisent des stabilisateurs de puissance sur cette grille, certains utilisent des LED, etc., etc.

Sans prétendre être la vérité ultime, je donnerai mon opinion à ce sujet. Ici, il faut dire que la grille de l'écran peut être alimentée à partir d'une source d'alimentation anodique commune ou d'une source distincte spécialement conçue pour cela.

Tout d'abord, je parlerai de la stabilisation de l'alimentation de la grille d'écran avec une source d'anode (commune).

Mes expériences ont montré que la stabilisation de la puissance de grille d'écran d'une pentode de faible puissance n'améliore pas le son. Toute la pureté et la douceur des médiums et des aigus ont disparu, laissant en retour un son dur et analytique.

Probablement, néanmoins, j'aime le beau son, pas l'exact.

Maintenant sur l'alimentation séparée.

On pense qu'il est préférable d'alimenter la grille de blindage à partir d'une source stabilisée séparée (un enroulement séparé sur le transformateur - ci-après dénommé stabilisateur).

La conclusion est décevante, et le son se dégrade à nouveau. Donc, comme dans le premier cas, cela devient dur et quelque peu mécanique, même s'il y aura certainement ceux qui aiment ce son.

Très probablement, des mesures pour stabiliser l'alimentation électrique de la grille de l'écran sont nécessaires pour les pentodes de sortie puissantes, car dans diverses sources (livres, magazines), différents auteurs notent une amélioration du son. Je n'ai pas expérimenté avec des pentodes puissantes, c'est un sujet séparé.

Par conséquent, lors de l'utilisation de pentodes de faible puissance :

1) Vous n'avez pas besoin de stabiliser la puissance de la grille d'écran.

2) L'anode et la grille d'écran doivent être alimentées par la même source (commune).

Encore une fois, ce n'est que mon avis, mais si vous voulez essayer l'option avec le stabilisateur de grille d'écran, alors vous devez effectuer les manipulations suivantes.

Au lieu du condensateur C1, nous installons une diode Zener avec une tension de stabilisation de 100 volts (par exemple, KC 600A), et la valeur de la résistance R4 est réduite à 22-24 kOhm. Pour contourner cette diode Zener avec un condensateur ou non, décidez vous-même en essayant les deux options. Le courant total (diode Zener et grille d'écran) à travers la résistance R4 doit être d'environ 6 ma.

C'est tous les changements.

L'article serait incomplet si vous ignoriez le sujet de la vitesse des étages d'amplification. Notre collègue, V. Bolshakov de Yaroslavl, a été d'une grande aide dans la rédaction de cette partie, dont il est particulièrement reconnaissant. Ce paramètre, comme l'a montré la pratique, est également suffisamment important pour obtenir un son de haute qualité.

Je me permettrai de parler de la vitesse des étages d'amplification à la lumière de la théorie moderne du PSN (taux de balayage réduit) et du classique, généralement accepté (selon Mh - atténuation à la fréquence de coupure supérieure de la plage de fonctionnement), puisque cette question est d'un intérêt tout à fait un grand nombre radioamateurs. Je pense qu'il n'y a pas besoin d'expliquer que plus l'atténuation Mh est faible, plus les performances sont élevées (c'est pour ceux qui ne voient pas le lien entre PSN et Mh).

Le terme vitesse de balayage du signal nous est venu de la technologie numérique et montre numériquement à quelle tension le front avant d'une impulsion peut augmenter en 1 sec. En ingénierie du son, il caractérise les caractéristiques de vitesse d'un amplificateur, sa vitesse, la capacité de transmettre des signaux musicaux avec des fronts raides, par exemple, un coup de grosse caisse, pincer une corde de contrebasse et de la musique électronique. Dans les amplificateurs opérationnels, il dépassait plusieurs milliers, pour la technologie à tubes l'indicateur est de 24, déjà un bon résultat. Haute vitesse les accumulations sont entravées par les très grandes capacités dynamiques des lampes, des câbles et des transformateurs de sortie.

La vitesse de balayage du signal est numériquement égale au courant qui charge la capacité divisé par cette capacité. Mathématiquement, cela ressemble à ceci :

S.R. = [A, F]

A partir de cette formule, il est facile de calculer chaque terme, par exemple, l'amplitude du courant est :

Im = S. R. * Cdin

En 1997, dans ses écrits, Walter Jung a proposé que le taux de montée du signal soit considéré comme suit :

6.28 * fw * Eam

S. R. = [in / sec]

Par exemple, pour une fréquence supérieure de 87 000 Hz avec une amplitude de tension de 124,2 V S. R. équivaut à 67,858 V / s. Et il a également proposé d'avoir une marge quintuple, à laquelle il n'y aura pas de problèmes de transmission du signal, c'est-à-dire que l'augmentation de la vitesse devrait aller de la sortie à l'entrée. Cela signifie que le conducteur doit l'avoir 5 fois plus élevé.

Cependant, le calcul par le taux de balayage pour comparer les cascades entre elles n'est pas tout à fait pratique, par conséquent, il a proposé d'amener le taux de balayage à 1 volt, c'est-à-dire S. R./Um, qu'il a appelé le taux de balayage réduit (SSR). Lors de la coulée, les volts sont détruits et la dimension ressemble à 1 / sec. Quel est le taux réduit de montée du signal à rechercher lors de la conception d'un amplificateur ? Des mesures pratiques de la vitesse de balayage du signal ont montré que l'instrument de musique le plus rapide, le clavecin, l'avait égale à 0,11 1 / sec.

Évidemment, les caractéristiques de vitesse de l'amplificateur ne peuvent pas être pires que cette valeur.

Selon Yu. Makarov, le PSN maximum devrait être à l'entrée de l'amplificateur, et, en outre, il devrait diminuer (une diminution progressive, au moins deux fois, en cascade est proposée) au minimum (mais suffisant) à la sortie.

En principe, la méthode de calcul du PSN permet d'"estimer" rapidement les paramètres de la cascade en termes de vitesse. J'ai divisé l'amplitude du courant par la capacité, puis par l'amplitude de la tension - j'ai obtenu un certain chiffre. Divisé par 2Pi - a obtenu la fréquence.

Cependant, cette vitesse en elle-même n'est pas le seul critère pour évaluer la qualité sonore d'un amplificateur.

Ici à chacun le sien. Une personne aime un son chaud et coloré (très confortable à l'oreille), une autre qui est analytique et non colorée (comme celle de Makarov), etc., etc.

En soi, la notion de « qualité sonore » est très relative, puisque les oreilles de chacun sont différentes.

La réponse à la question de savoir si c'est réussi (tentative) ou non - chacun a la sienne.

Pour ceux qui sont intéressés par le calcul des cascades à l'aide du PSN, je vais montrer comment cela se fait.

Donc, à titre d'exemple, calculons le PSN à la sortie de l'étage pilote, réalisé sur une lampe 6Zh8.

4,32 / 0,04 / 56 = 1,93 1 / sec, ce qui en termes de fréquence sera de 383871 Hz (à un niveau de -0,17 dB).

Laissez-moi vous expliquer la dimension des quantités:

4,32 mA - amplitude de courant à la sortie du pilote (6Zh8)

Environ, sa valeur est de 0,8 fois le courant d'anode de la lampe (5,4 mA)

0,04 - voici à quoi ressemble 40 pF dans le calcul - la capacité d'entrée totale de la lampe 6S19P, que nous avons calculée au début de l'article.

56 V - l'amplitude de la tension à la sortie de l'étage de commande.

307324 Hz est la fréquence de coupure obtenue en divisant le PSN par 2Pi.

Imaginez maintenant que nous utilisions un autre tube de sortie avec une capacité d'entrée totale de, par exemple, 200 pF.

Voir ce que nous obtenons.

4,32 / 0,2 / 56 = 0,386 1 / sec, ce qui en terme de fréquence sera de 61419 Hz, soit 5 fois moins.

Rappelez-vous, au début de l'article, j'ai dit que la capacité d'entrée totale de la lampe 6S19P est petite, ce qui facilite le choix d'une lampe pilote? Ainsi, après avoir regardé le calcul, vous pouvez maintenant facilement comprendre que le PSN augmente avec une augmentation de l'amplitude du courant et (ou) avec une diminution de la capacité d'entrée totale (qui dépend du type de lampe utilisée). C'est bien si cette capacité est petite (comme une lampe 6S19P). La faible capacité totale d'entrée d'une telle lampe permet, tout en maintenant un PSN acceptable, d'utiliser des lampes pilotes avec un faible courant de repos.

A titre de comparaison, PSN = 3,96 1 / µsec pour un étage 6S4P (en sortie de l'étage), et il parait que c'est très bien. Cependant, lors du calcul, il s'avère qu'en raison de la capacité d'entrée totale beaucoup plus petite de la pentode, par rapport à la triode, la lampe 6Zh8 est presque 2 fois plus élevée que le PSN à l'entrée, selon le calcul de 3,47 1 / sec contre 1,8 1 / sec pour 6S4P ...

Amplificateur dans son ensemble pour PSN :

3,47 à l'entrée ; 1,93 à la sortie du pilote ; 0,9 à la sortie de l'étage final. C'est pour la lampe 6Zh8 dans le pilote.

1,8-3,96-0,9 pour 6S4P dans le pilote.

Il s'avère donc que la version avec la lampe 6Zh8 s'accorde mieux avec tous les postulats de cette théorie : le PSN maximum (3,47) à l'entrée, puis il diminue (à 1,93) à la sortie du driver, le minimum (0,9), mais suffisant (rappelez-vous le clavecin), à la sortie de l'étage final.

Quelques mots maintenant sur une autre façon de calculer Mh (atténuation à la fréquence de coupure supérieure). Ainsi, ce calcul prend en compte à la fois la résistance interne de la lampe et l'amplitude de la charge d'anode, la capacité dynamique d'entrée de Miller et, enfin, la fréquence à laquelle vous souhaitez examiner l'atténuation. De mon point de vue, c'est plus adéquat.

Mathématiquement, la formule de calcul ressemble à ceci :

Mh dB = 20 * LOG (((Rout / Rc) +1); 10) où

Rout - impédance de sortie du pilote kOhm = Ri * Ra / Ri + Ra

Rc - réactance kOhm = 1 000 000 / (2Pi () * Fup.kHz * Smil.pf)

Ri - résistance interne de la lampe

Ra - la valeur de la charge anodique

De plus, sur des sites spécialisés sur Internet, il existe des programme gratuit(tableau dans Excel) pour le calcul selon Mh (auteur Yukhnevich et Manakov), qui permet pratiquement très rapidement de déterminer l'atténuation à la fréquence supérieure de la plage de fonctionnement, en fonction des types de lampes utilisées, des modes spécifiques de leur fonctionnement et la fréquence supérieure sélectionnée.

Quelle méthode de calcul appliquer, classique ou selon PSN, décidez vous-même. Comme vous pouvez l'imaginer, le calcul classique augmente considérablement les chances d'utiliser des lampes dites "à courant faible" (par exemple, 6G7, 6N9S, 6N2P, etc., etc.) dans le driver. Et, au contraire, le calcul selon le PSN réduit fortement la gamme de lampes destinées à fonctionner dans le conducteur. Les lampes qui fournissent une grande amplitude de courant (par exemple, 6S45P, 6S15P, 6P9, etc.) sont mises en avant.

1) Une attention particulière doit être portée à la question de la mise sous tension du condensateur d'isolement, selon la direction. Dans les articles précédents, je n'en ai pas parlé. Il est clair que nous n'utilisons pas d'"électrolyte" comme séparateur, et cela fonctionnera toujours, peu importe comment vous le dites, mais comme la pratique l'a montré, cela a une grande influence sur le son. Un condensateur connecté dans la «bonne» direction offre de meilleurs détails et une meilleure clarté, ce qui est à son tour un élément positif important.

La signification physique de ceci est la suivante. Le condensateur est connu pour être enroulé dans un rouleau de deux bandes de feuille. Comme vous pouvez l'imaginer, l'un des couvercles est toujours extérieur et le second est intérieur, caché à l'intérieur. La couverture extérieure est également un écran pour la couverture intérieure. Ainsi, cette plaque extérieure sera connectée correctement et logiquement à un point du circuit d'impédance plus faible (l'anode du conducteur), et la plaque intérieure, à un point d'impédance plus élevée (la grille de la lampe de sortie).

Sur les condensateurs de type Jensen, une ligne est appliquée d'un côté, sur les autres, comme le Multicap, il n'y a pas de ligne, seulement une inscription.

Si vous utilisez Jensen, alors la ligne (c'est la marque de la plaque extérieure) doit être du côté du conducteur, tout est simple et clair, mais s'il y a un autre condensateur, alors vous devez bricoler.

Notre collègue, le designer Oleg Chernyshev de Yaroslavl, a très bien écrit comment déterminer la sortie du condensateur connecté à la plaque extérieure.

Je cite Oleg :

Ici, devant moi se trouve un condensateur K40U-9 0.1mkFx400V. Il a une coque extérieure en métal, ce qui simplifie grandement les choses. Désignons conditionnellement le terminal de gauche comme "A", et celui de droite comme "B". Je connecte un générateur aux bornes et applique un signal 500Hz 10V RMS. Je connecte l'oscilloscope avec la masse à la broche "A". Sonde sans diviseur, résistance d'entrée - 1MΩ. Je touche la coque du condensateur avec la sonde. Je vois un mélange de signal de 500 Hz et de fond de 50 Hz. Pour supprimer le fond, je touche le sol de l'oscilloscope avec mon doigt et mesure le niveau du signal à 500Hz. L'amplitude est d'environ 1,2V. Je jette la masse de l'oscilloscope sur la broche "B" et fais de même là-bas. Là, l'amplitude du signal est de 0,45 V. Théoriquement, il devrait y en avoir beaucoup moins, mais ne soyons pas des bagatelles. Nous concluons que la broche "B" est connectée au couvercle extérieur. Marquez-le avec un signe "+" avec un marqueur étanche. À l'avenir, il sera connecté à l'anode du conducteur.

Nous avons compris ce condensateur, mais d'autres iront à mon amplificateur et ils n'ont pas de coque métallique. J'ai besoin de le faire avec un morceau de papier d'aluminium, mais ce n'est pas de chance - j'ai fouillé dans toute la maison, je n'en trouve pas. Habituellement, il y a des emballages de bonbons sous le canapé, mais plus maintenant. Je vais courir au magasin ...-

Comme vous pouvez le voir, la méthode est assez simple et efficace, et chacun de nous peut l'utiliser.

Permettez-moi de parler un peu des types de condensateurs utilisés comme condensateurs d'isolement. Dans mes diagrammes, vous voyez deux types, ce sont Multicap et Jensen. Le fait est que ces types de condensateurs sont utilisés depuis longtemps avec succès dans les amplificateurs à tubes, fournissant (en tout cas) un son de haute qualité. Mais, je n'insiste absolument pas sur leur utilisation. De plus, pour certains d'entre nous (je suis l'un d'entre eux), le son de Multicap RTX, PPFX-S, etc. semblera trop brillant et trop détaillé. Notre collègue, le designer Mikhail Andronov de Riga a très bien parlé de l'utilisation de ces condensateurs comme des condensateurs diviseurs.

Concernant les RTX, je peux dire que ce sont vraiment des condensateurs de haute qualité. Au début, j'étais aussi très attaché à eux, mais peu à peu je me suis rendu compte qu'ils sont plus adaptés pour regarder la musique, et d'autres sont meilleurs pour l'apprécier.

Par conséquent, n'ayez pas peur d'expérimenter les types de condensateurs et leurs combinaisons en connectant plusieurs types en parallèle. Les inconvénients d'un type peuvent être compensés par les avantages d'un autre. Il vous suffit de choisir le type et la taille de la capacité. Par exemple, j'aime beaucoup le son d'un "sandwich" composé du condensateur principal Jantzen Superior Z-cap, d'une capacité de 1,0 microfarads * 800V et d'un Jensen en aluminium le shuntant, d'une capacité de 0,22 microfarads * 630V. Je connais les concepteurs d'amplificateurs qui utilisent avec succès des condensateurs domestiques de la série MKV, K75-10 "explosés", K40U-9, Mundorfs importés, etc., etc., je ne peux pas tous les énumérer. Bien sûr, il faudra consacrer du temps à ces expériences, mais le résultat sera le son que vous recherchiez.

Les opinions sur cette question sont divisées en opinions diamétralement opposées. Certains concepteurs respectés, par exemple, pensent que chaque conducteur a une directivité. Son site Web décrit une méthode pour déterminer cette direction et indique comment inclure des fils dans un circuit spécifique.

D'autres designers non moins respectés rejettent cette affirmation, la considérant comme une sorte de chamanisme.

Afin de ne pas entrer dans la polémique, je donnerai mon opinion à ce sujet.

On sait que certaines entreprises (par exemple, Ecosse) indiquent la direction du signal pour leurs conducteurs, et certaines (par exemple, Kimber) pensent que leurs fils n'ont aucune directionnalité. On sait également qu'au cours du travail, les fils sont usés, acquérant cette direction même. Par conséquent, l'installation est réalisée avec des fils qui, selon le fabricant, n'ont aucun sens. Laissez-les l'acquérir au fil du temps.

Maintenant sur les types de fils. Il existe deux types utilisés dans mes conceptions. Pour les circuits d'entrée (du connecteur d'entrée à la première lampe), un mono-core Nordost Wyrewicard Dreamcaster entrelacé, de 1 mm de diamètre, est utilisé. Toutes les autres chaînes utilisent la série TC toronnée Kimber. Ces deux types de fils, selon les fabricants, n'ont aucune directivité.

Soit dit en passant, les fils allant du transformateur de puissance à l'enroulement filamentaire du kénotron et les fils du circuit d'entrée ont une grande influence sur le son. Toutes les autres, y compris les autres lampes à incandescence, ont également un impact, mais dans une moindre mesure.

Ne pensez pas que j'insiste pour n'utiliser que de tels fils. Nous avons tous des possibilités différentes. Par conséquent, expérimentez-les, d'autres types seront peut-être utilisés dans votre version de l'amplificateur.

Par exemple, les fils de bobinage en cuivre d'un diamètre de 0,6 à 1,0 mm fonctionnent parfaitement dans les circuits d'entrée, il vous suffit de les isoler les uns des autres, par exemple avec un lacet de chaussure.

3) Résistances des circuits anodiques et cathodiques.

Je tiens à dire que j'ai beaucoup expérimenté avec les types de résistances dans l'anode et la cathode. Le critère est le bon. Voir ce qui s'est passé.

A l'anode, les meilleurs résultats sont obtenus avec des fils de type C5-5 ou PTMN. Les déclarations de certains concepteurs selon lesquelles ces types de résistances ont une grande inductance et, par conséquent, affectent négativement le son, de mon point de vue, ne sont pas cohérentes.

L'auteur de nombreuses conceptions de tubes - ayant un certificat de métrologue, à un moment donné, il a mesuré et comparé les inductances de différents types de résistances. Vous serez surpris, mais l'inductance la plus élevée est détenue par des résistances VS de 2 watts. Comme on dit, les commentaires sont superflus.

Dans les cathodes, les résistances au carbone ou au bore-carbone telles que VS, R1-71, BLP se sont montrées les meilleures.

4) Inclusion en douceur.

Vous pouvez voir que le schéma montre de très grandes capacités de l'alimentation anodique. Afin d'exclure la surtension lors de la mise en marche et de prendre soin du kénotron (après tout, beaucoup utilisent des appareils rares et coûteux), il est nécessaire d'assurer une charge en douceur de ces capacités. Ce problème peut être résolu assez simplement.

Parallèlement aux contacts de l'interrupteur à bascule "anode", nous installons une puissante résistance de 10-15 W, 1,0-5,0 kOhm (non représentée sur les schémas). Nous allumons le réseau, l'interrupteur à bascule "anode" est toujours ouvert, mais dans les circuits à polarisation automatique (versions avec une lampe 6S19P), le milieu de l'enroulement anodique est connecté au boîtier via cette résistance. Lorsque le kénotron se réchauffe, les condensateurs sont chargés à une certaine valeur (par exemple, jusqu'à 50-100 volts) avec un faible courant, car la résistance limite la surtension. Pour un kénotron, un tel courant est sans danger.

Dans l'amplificateur (la troisième option), où une pentode 6P31S avec une polarisation fixe est utilisée comme lampe de sortie, cet interrupteur à bascule est dans la rupture du fil "positif" de l'alimentation, car une polarisation fixe doit être appliquée à la grille de la lampe immédiatement après la mise sous tension du réseau, c'est-à-dire jusqu'à ce que la pleine tension d'anode soit appliquée.

Après un certain temps, suffisant pour réchauffer les filaments des lampes (1 à 3 minutes), allumez l'interrupteur à bascule "anode", "court-circuitant" ainsi la résistance. La tension monte progressivement jusqu'à sa valeur (230 volts).

Eh bien, il est maintenant temps d'apporter la troisième version de l'amplificateur, réalisée sur une lampe 6P31S. Les caractéristiques I - V de la lampe sont indiquées sur la figure.

Comme vous pouvez le voir, la lampe est très linéaire, ce qui n'est pas surprenant. Lampes spécialement conçues pour les circuits de balayage de ligne des téléviseurs, et 6P31S est juste une telle lampe, pour la plupart doit simplement être linéaire. Les défauts d'image sont très visibles, donc vide poussé, conception bien pensée, dissipation de puissance élevée, très haute résistance électrique, fiabilité et durabilité, ainsi que haute qualité la fabrication de ces appareils est garantie. Tout cela a un effet bénéfique lors de l'utilisation de ces lampes dans le chemin du son. Par conséquent, n'ayez pas peur d'utiliser des lampes de télévision dans vos conceptions, beaucoup d'entre vous seront agréablement surpris par le résultat.

Vous pouvez voir le circuit de l'amplificateur sur la figure.

Naturellement, il a un certain nombre de caractéristiques qui doivent être discutées séparément.

Comme vous pouvez le voir, le décalage de l'étage de sortie est fixe. L'application d'une polarisation fixe, dans ce cas, améliore l'articulation, en particulier dans la plage des basses fréquences. Comme l'a dit un de nos collègues, mon ami Mikhaïl Dmitrienko de Moscou, le décalage fixe "donne une lecture plus variée des rythmes".

Mais, souvent, le concepteur de l'amplificateur ne dispose pas d'un enroulement supplémentaire du transformateur de puissance pour mettre en œuvre ce type de polarisation. Aucun problème. Regardez le diagramme et notez l'une des options pour mettre en œuvre un décalage fixe à partir de l'enroulement anodique.

Maintenant sur les modes.

A l'anode de la lampe, la tension est de 225V, la polarisation est de 37V, le courant est de 0,07A.

Dans ce mode, Ri est en esclave. point, environ 690-700 ohms.

L'impédance de sortie de l'amplificateur est d'environ 2,3 ohms.

Amortissement K 3.5.

Une autre caractéristique. D'après l'ouvrage de référence, la puissance dissipée maximale de la lampe 6P31S est de 14 W, et dans mon cas cette puissance est d'environ 16 W. C'est bon. Le fait est que les originaux 6DQ6-B (GE), à partir desquels nos 6P31S ont été copiés, ont Pa = 18 W. Certains de nos confrères ont réalisé des expériences avec des lampes 6P31S, dissipant jusqu'à 20 watts à l'anode. Aucune plainte.

Résistance R ajoutée. dans la cathode de la lampe 6P31S, auxiliaire. Il est pratique de contrôler le courant traversant la lampe tout en ajustant la chute de tension aux bornes de cette résistance. Une chute de tension de 0,7 V aux bornes d'une résistance de 10 Ohm correspondra à un courant de 0,7/10 = 0,07A = 70mA. Après réglage, la résistance peut être retirée ou "court-circuitée".

J'ai laissé le driver pareil, 6Ж8 dans la pentode, la résistance cathodique n'est pas shuntée par le condensateur. Le gain du pilote est d'environ 42. La sensibilité de l'ensemble de l'amplificateur est d'environ 0.85V.

Que puis-je dire. Tout en conservant la fondamentalité des graves, malgré l'Alpha = 3,5, une transparence et une légèreté étonnantes sur les médiums et les aigus, par rapport au 6S19P. Eh bien, je veux juste comparer la plage des fréquences moyennes et hautes avec les en-têtes directs 6C4C, etc. La plage des basses fréquences ne souffre pas du tout, elle est plus lourde et plus profonde que le 6C4C.

Il s'avère donc qu'il ne s'agit pas d'un seul Alpha..., d'autant plus qu'il peut être facilement doublé grâce à la sortie 4 ohms du transformateur de sortie, dont nous avons parlé un peu plus tôt.

En général, j'ai beaucoup aimé le son du 6P31S. C'est en quelque sorte plus sincère, peut-être, en comparaison avec le 6S19P. Essayez et comparez. Le choix t'appartient.

En conclusion, il faut dire que tous les circuits sont des conceptions soigneusement élaborées. Malgré l'absence de stabilisateurs pour l'anode et d'autres sources, les amplificateurs fonctionnent de manière très stable et ne modifient pratiquement pas leur son lorsque la tension du secteur fluctue dans les 10 %. Par conséquent, si vous souhaitez les répéter, il suffira de respecter les tensions indiquées sur le schéma aux points de test.

Si vous avez des lampes 6SJ7 (il s'agit d'un analogue étranger de 6Ж8), n'hésitez pas à les utiliser. Le son ne fera que s'améliorer à partir de cela. Il n'est pas nécessaire de modifier quoi que ce soit.

Comme toujours, un merci spécial à mes amis - (gegen48 (chien) *****), pour les conseils dans la préparation de l'article, et

D. Andreev (ada_optika (chien) *****) pour la fabrication de produits en bobines de haute qualité (transformateurs, selfs) selon ma commande.

C'est tout. Choisissez l'option qui convient à vos préférences musicales et écoutez de la musique pour la santé. Je suis sûr que vous ne regretterez pas le temps et le travail consacrés à la fabrication de l'amplificateur.

Meilleures salutations, Vadim Puzanov, Briansk.

Je vais faire une réservation tout de suite - cette anthologie ne prétend en aucun cas être un manuel pour les circuits à tubes. Les schémas (y compris historiques) ont été sélectionnés selon une combinaison de solutions techniques, si possible avec « zeste ». Et tout le monde a des goûts différents, alors ne m'excusez pas si vous ne devinez pas bien... Dans les anciens schémas, un certain nombre de dénominations sont réduites à des dénominations standard.

Les sceptiques assurent que certains schémas ne peuvent pas du tout sonner "par définition". Voici un diagramme qui donne exactement cette impression. Mais ça a quand même marché !

Ce schéma est pris comme point de départ. L'amplificateur est fabriqué sur les nouvelles lampes à doigt, selon le schéma classique des pentodes sans OOS général. Une solution intéressante est le circuit de contrôle de tonalité HF, mais il ne peut vraiment fonctionner "à la hausse" qu'avec un transformateur de sortie de haute qualité. Étant donné que l'amplificateur était destiné à un tourne-disque électrique, ils ont économisé sur le transformateur de puissance. Si, à part le pick-up, rien d'autre n'y est connecté, la sécurité électrique est respectée avec un certain étirement. Il fait bon vivre dans les pays civilisés - les prises sont correctes. Voici la phase, voici le neutre, voici le zéro. Et pour une raison quelconque, toutes les prises sont les mêmes. Et dans mon appartement, par exemple, certains des interrupteurs n'étaient pas dans le fil de phase, mais dans le zéro. Que pouvez-vous exiger des prises après cela ...

Les pentodes de la première étape ont été abandonnés assez rapidement. Deux étages triodes ont tout aussi bien fait face à cette tâche, et la qualité sonore a augmenté. Les circuits d'étage de sortie ultra-linéaires ont apporté d'autres améliorations. A cet égard, le grillage de l'écran est connecté à la prise primaire du transformateur de sortie. L'OOS local qui en résulte réduit considérablement l'impédance de sortie de l'étage et augmente sa linéarité, et le gain n'est que légèrement réduit. Certes, le circuit ultra-linéaire était principalement utilisé dans les amplificateurs push-pull. Vous trouverez ci-dessous un schéma d'un amplificateur asymétrique typique avec un étage de sortie ultra-linéaire.

figure 2

Les valeurs des pièces du contrôle de tonalité ont été ajustées pour répondre aux exigences modernes - dans l'original, elles n'ont augmenté la réponse en fréquence qu'à 5 kHz. Cependant, le levage HF était alors rarement utilisé. Des variantes de ce programme ont prospéré à l'époque des conseils économiques, lorsque le parti et le gouvernement ont décidé d'inonder le pays de produits radio bon marché. La cascade ultra-linéaire a disparu, le contrôle de tonalité a été simplifié et le transformateur de puissance a souvent été complètement supprimé ou seul un transformateur à incandescence a été installé. Ils ont économisé sur tout, et cela se remarque. Beaucoup se souviennent du son des platines dans des valises en carton - un bon compromis, mais rien d'autre.

Lors de la répétition du circuit, vous pouvez abandonner le contrôle de tonalité et, avec lui, exclure le premier étage d'amplification. Ensuite, dans la version à deux canaux, une seule double triode est nécessaire pour le conducteur. Vous pouvez également introduire une rétroaction peu profonde de la sortie de l'amplificateur dans le circuit cathodique du premier ou du deuxième étage.

Une augmentation de la profondeur OOS dans les amplificateurs à tube est empêchée par l'incursion de phase sur les condensateurs de blocage. Pour éliminer cet inconvénient, la communication entre les étages doit être directe. Et un tel schéma est apparu:

figure 3

Comme la pente du tube décroît à faible tension anodique, une pentode a dû être utilisée pour obtenir le gain nécessaire. Des triodes avec les caractéristiques requises sont apparues plus tard. Un autre point fort du circuit est l'inclusion d'un contrôle de tonalité en pont dans le circuit OOS global de l'amplificateur. L'avantage de cette solution est que la surcharge d'entrée est éliminée à l'augmentation maximale de la réponse en fréquence. Si le réglage est fait dans un préamplificateur, il y a un risque d'une telle surcharge. Par conséquent, l'inclusion de régulateurs dans le circuit OOS de l'amplificateur de puissance a été utilisée longue durée et dans les amplificateurs sur transistors et microcircuits. La qualité sonore, d'ailleurs, en bénéficie clairement.

L'héritier direct de ce schéma est l'amplificateur Gubin, un habitué des expositions Hi-End. Il peut fonctionner avec la commutation pentode et triode des lampes de l'étage de sortie. Pour un bonheur total, vous pouvez prévoir une version ultra-linéaire.

figure 4

Cependant, les schémas à couplage direct présentent des inconvénients. Le premier est la nécessité d'appliquer la tension d'anode seulement après que les cathodes se soient réchauffées. Sinon, la haute tension sur les grilles peut endommager les lampes ou raccourcir leur durée de vie. Pour ce faire, vous devez utiliser des dispositifs permettant de retarder l'alimentation en tension anodique ou fabriquer un redresseur sur un kénotron avec une grande inertie thermique de la cathode. Au pire, vous pouvez utiliser un interrupteur à bascule séparé pour la tension d'anode, mais ce n'est pas très pratique.

Le deuxième inconvénient est la contradiction entre économie et qualité sonore. Lors de l'utilisation de la polarisation automatique dans l'étage de sortie, il est nécessaire soit de réduire la tension anodique du conducteur, soit d'accepter une augmentation de la puissance dissipée par la résistance dans le circuit cathodique.

Une solution intéressante à ce problème a été trouvée sur http://www.svetlana.com/. Vous pouvez appliquer un signal au circuit de grille d'écran de la pentode de sortie, la tension constante sur celle-ci est généralement proche de la tension d'anode du pilote. La résistance de polarisation automatique peut avoir une résistance relativement faible. Certes, la pente le long de la grille de l'écran est beaucoup plus faible, mais la linéarité est meilleure. Dans ce cas, la première grille est mise à la terre, et la pentode se transforme en une sorte de triode fonctionnant avec le courant de grille (mode A2). Mais le driver devra être alimenté par un suiveur de cathode.

figure 5

Soit dit en passant, si la première grille de la pentode de sortie n'est pas directement mise à la terre, elle peut être utilisée pour fournir un signal OOS local, y compris dépendant de la fréquence. Et c'est déjà le moyen de créer un amplificateur passe-bande sans filtre séparé.

Une solution de pilote similaire est utilisée dans un autre amplificateur. Il est arrivé ici en raison de la connexion en parallèle des triodes à tubes de sortie. Cependant, il existe de nombreux inconvénients, tout d'abord - une extravagance monstrueuse. Près d'un tiers de toute la puissance consommée par l'amplificateur provient de circuits de polarisation. Il serait beaucoup plus raisonnable d'utiliser des redresseurs séparés pour la polarisation, et dans le conducteur - SRPP sur une double triode de puissance moyenne.

Cet article poursuit notre discussion sur les amplificateurs de puissance asymétriques. Comme vous pouvez le voir, le circuit amplificateur n'est presque pas différent du circuit amplificateur, publié dans mon article du magazine "Radio Amateur" n ° 9 pour 2003.

L'auteur du circuit, A.I. Manakov, a construit un amplificateur sur deux lampes à doigt 6N2P et 6P43P. De nombreux radioamateurs, qui ont répété cet amplificateur, ont été agréablement surpris par son son doux et naturel avec la relative simplicité des circuits et le faible coût des composants. Cependant, les questions qui reviennent régulièrement après la publication portent principalement sur deux choses : la puissance de sortie et l'applicabilité des lampes à culot octal.

Allant vers les souhaits des radioamateurs, et après consultation avec A.I. Manakov, je propose la version suivante de l'amplificateur.

Un schéma d'un canal d'amplificateur, ainsi qu'une alimentation électrique pour les deux canaux, est illustré sur la figure.

Riz. 1. Schéma de principe d'un canal d'amplificateur, ainsi que d'une alimentation pour les deux canaux

Il y a deux différences principales, c'est la puissance de sortie augmentée, environ 4 W par canal, et l'alimentation kenotron, qui a un effet bénéfique sur le son.

Le signal d'entrée est transmis à une double résistance variable qui sert de contrôle de volume. J'ai utilisé ALPS, mais en raison de son coût élevé, vous pouvez utiliser n'importe quelle résistance, de préférence bobinée, du groupe "B" (dépendance logarithmique). Deux commandes de volume distinctes peuvent être appliquées, une pour chaque canal.

L'une des meilleures triodes domestiques à petit signal (de mon point de vue) - 6Н9С - a été choisie comme lampe de scène préliminaire. Les deux moitiés de la lampe sont connectées en parallèle. Cela permet d'obtenir une diminution de la résistance interne de la lampe, ce qui entraîne une amélioration de la capacité de charge et du rapport signal/bruit. La mise en place de la cascade consiste à établir une tension à la cathode de la lampe 6H9C entre 1,3 et 1,5 volts, en sélectionnant une résistance R3. La résistance R4 est sélectionnée pour la meilleure qualité sonore. Si vous souhaitez utiliser une autre triode, par exemple 6H8C, alors la résistance de la résistance R4 sera de 20-25 kΩ, et dans ce cas, vous devrez à nouveau sélectionner la résistance R3. La lampe 6H8C sonne plus analytique, elle a un gain plus faible (21 contre 70 pour le 6H9C), mais peut-être que quelqu'un aimera mieux ce son. Le choix t'appartient.

L'étage de sortie est réalisé sur une tétrode à faisceau 6P13S, reliée par une triode. C'est la connexion triode qui est la plus optimale en termes de qualité sonore. L'étage de sortie n'a pas de particularités. La seule chose à faire est de sélectionner avec la résistance R8, le courant à travers la lampe dans la plage de 60-65 ma. Cette résistance peut être constituée de deux résistances connectées en parallèle, par exemple 1 kohm de 2 watts. Si vous le souhaitez, vous pouvez utiliser la lampe commune 6P3S ou 6P7S. Le courant de repos de l'étage de sortie dans ce cas doit être compris entre 70 et 75 ma. Cependant, je tiens à noter que dans ce cas, la puissance diminuera à 2 watts (lors de l'utilisation du 6P3S) et la distorsion harmonique totale de l'amplificateur augmentera. J'ai essayé la lampe 6P7S et je tiens à noter qu'elle sonne bien. Lors de son utilisation, la résistance du circuit de polarisation automatique est sélectionnée dans la plage de 220-230 ohms 2W, et la résistance entre la deuxième grille et l'anode est dans la plage de 150-230 ohms 2W. Le courant de repos dans ce cas sera d'environ 70 ma. La puissance de sortie de l'amplificateur dans ce cas sera d'environ 3W par canal.

Maintenant pour les détails. Le son de l'amplificateur dans son ensemble dépend de la qualité du condensateur de blocage C3. J'ai utilisé Jensen, et des domestiques, vous pouvez utiliser K71, K78, K73, K40U-9, K40U-2, K42U-2 pour la tension correspondante de 250V.

Condensateurs constants, shunts électrolytiques, dans les circuits de polarisation de lampe automatiques - film. La dérivation des électrolytes avec des condensateurs constants améliore la transmission du son dans la région des hautes fréquences.

La capacité de ces condensateurs peut être inférieure d'un à deux ordres de grandeur à la capacité du condensateur électrolytique. Des condensateurs shuntant électrolytiques dans les circuits de puissance peuvent être utilisés K73 ; K77, et les électrolytes eux-mêmes dans les filtres de l'alimentation - Teapo, Samsung, etc. Dans les circuits de polarisation automatique des lampes, les condensateurs électrolytiques essaient d'utiliser meilleure qualité comme Black Gate. Lors de leur utilisation, il est possible de s'affranchir complètement des capacités de manœuvre.

Transformateur de sortie TW6SE de la société moscovite "Audioinstrument". Après être entré sur le site Web de l'entreprise à l'adresse www.audioinstr.h1.ru, vous pouvez visualiser et commander les lampes, transformateurs, selfs, panneaux de lampes, etc. qui vous intéressent.

Résistances fixes P1-71 avec une tolérance de 1-2%. Vous pouvez utiliser le soleil, ainsi que le type plus courant C2-33H ou MLT, correspondant à la puissance.

Il y a un certain nombre de questions concernant le capuchon porté sur l'anode de la lampe 6P13S. Il existe de nombreuses propositions dans la littérature radioamateur à ce sujet. Pendant longtemps et avec succès, j'ai utilisé des pointes de fils de bougie d'allumage de n'importe quelle voiture de tourisme dans mes conceptions. En raison de la conception de la pointe, le contact est étroit et fiable et, surtout, vous pouvez modifier son diamètre intérieur, car il est différent pour différentes lampes. Si la panne ne se soude pas bien, utilisez un flux pour souder l'acier ou les métaux non ferreux.

L'alimentation se fait sur le kénotron 5TS3S (5Ts4S, 5U4G). L'utilisation d'une alimentation kénotron, par rapport aux diodes, rend le son de l'amplificateur plus chaud et plus cohérent.

Essayez-le et voyez par vous-même. De nombreux articles ont été écrits sur la nutrition kénotronique, je n'entrerai donc pas dans les détails. Le transformateur de puissance a quatre enroulements secondaires. Deux d'entre eux alimentent les incandescences des lampes des premier et deuxième canaux de l'amplificateur, un alimente le kénotron, et celui de l'anode, avec une sortie médiane, est conçu pour 300v x 2 à un courant de 200 ma. En première approximation, combien de volts il y a sur l'enroulement du transformateur, tant à la sortie, après les selfs et les condensateurs de puissance.

Les starters peuvent être utilisés DR-2LM, DR-2,3-0,2 à partir de téléviseurs noir et blanc, D 21 unifié, D 31, les données de ceux-ci et d'autres sont sur le site Web igdrassil.tk.

Les selfs que j'utilise dans ce circuit proviennent également de "Audio Tool". Leur inductance est de 5H, ils sont conçus pour un courant de 300 ma.

L'installation de l'amplificateur est réalisée de manière articulée, les conclusions des pièces elles-mêmes et les contacts des panneaux de lampes sont utilisés au maximum. Le bus de terre est constitué d'un fil de cuivre massif de 0,8 mm et est en contact avec le châssis en un point, à côté de l'entrée. Les fils menant aux bornes à filament de toutes les lampes doivent être entrelacés. C'est pour réduire le bourdonnement ca. Les résistances R9-R12 ont le même objectif. Vous devez également torsader les fils allant du connecteur d'entrée au contrôle du volume. Comme ces fils, j'utilise également des fils unipolaires, d'un diamètre de 0,4-0,7 mm, dont chacun (pour la protection contre les courts-circuits) est isolé avec une isolation en soie (un lacet de chaussure mince est utilisé).

En conclusion, je tiens à dire que cet amplificateur n'est pas seulement un circuit, mais un appareil vraiment fabriqué et éprouvé. Je l'utilise depuis environ trois mois maintenant et je suis très satisfait de sa sonorité. Pour ceux qui pensent que 4 W par canal ne suffisent pas, je dirai que dans une pièce d'une superficie de 16 mètres carrés, lors de l'utilisation de l'acoustique KEF Q1 (sensibilité 91 dB), l'amplificateur développe une pression acoustique proportionnée au son pression développée par un amplificateur à transistor d'une puissance de 40 W par canal (ce sont les résultats d'une évaluation subjective de mes amis - musiciens). Mais le son est différent. L'amplificateur perçoit parfaitement les moindres nuances dans le son des instruments ou des voix et, pour ainsi dire, "respire" (excusez-moi si la comparaison n'est pas très correcte). Le son ne le fatigue pas, on a envie de l'écouter et de l'écouter.

Liste des radioéléments

La désignation	Un type	Dénomination	Quantité	Noter	Mon cahier
L1 * 2	Tube radio	6N9S	2		Dans le bloc-notes
L2 * 2	Tube radio	6P13S	2	6P7S	Dans le bloc-notes
P3	Tube radio	5TS3S	1	On sait que cette lampe a été remplacée par deux diodes.	Dans le bloc-notes
C1, C4, C9 * 2 C10		220 uF 450 V	7	C4 25 Volts	Dans le bloc-notes
C2, C8 * 2	Condensateur	1 F 400 V	4		Dans le bloc-notes
C3 * 2	Condensateur	0,22 F 400 V	2		Dans le bloc-notes
C5, C6 * 2	Condensateur	2,2 µF	4		Dans le bloc-notes
C7 * 2	Condensateur électrolytique	470 uF 50 V	2		Dans le bloc-notes
C11	Condensateur	2 F 400 V	1		Dans le bloc-notes
R1 * 2	Resistance variable	47 kOhms	2		Dans le bloc-notes
R2 * 2	Résistance	300 kΩ	2		Dans le bloc-notes
R3, R7 * 2	Résistance	510 Ohm	4	R7 pour 2 watts. Pour lampe 6P7S, R7 150-220 Ohm	Dans le bloc-notes
R4 * 2	Résistance	47-51 kΩ	2	2 watts	Dans le bloc-notes
R5 * 2	Résistance	1,3-1,5 kΩ	2	2 watts	Dans le bloc-notes
R6 * 2	Résistance